1 概述

随着现代通信设备的迅速发展,特别是微电子技术的发展,伴随着各种电源的发展,各种各样的 PWM型直流变换器集成控制器也不断出现,这使开关稳压电源的元件数量大幅度减少。这不但使开关稳压电源的可靠性提高,而且还能简化开关稳压电源的设计计算,使开关稳压电源更便于生产和维护。

本文针对当今比较流行的一款电源控制器PWM芯片进行了分析。

2 工作原理

芯片的原理框图如图1。内部电路主要由10部分组成:振荡器、PWM比较器、限流比较器、过流比较器、基准电压源、故障所存器、欠压启动电路、欠压锁定、PWM锁存器和输出驱动器。

2.1 振荡器

芯片工作时,振荡器为电路提供方波,是电路最关键的一部分电路。方波的产生由锯齿波输入比较器得出,锯齿波上升沿的斜率由 R t 和Ct决定,确定R t 和Ct的方法是:首先根据求得的最大占空比Dmax选择Rt Rt,再根据要求的频率以及R t 和Dmax选择Ct。计算公式为 Rt=3V/[(10mA)(1- Dmax)] Ct=1.6×D max/( R t×F) R t 的最佳值应为1Ω到10kΩ;Dmax应小于70%。图2是 R t 和Ct与频率f的关系。

2.2 上升沿封锁

本芯片采用固定频率脉宽调制,两个输出端可同时输出脉冲,输出脉冲的频率与振荡器频率相等,脉冲占空比可在0到100%内调整。两个输出端交替输出脉冲。为了限制最大占空比,在振荡器放电期间,内部时钟脉冲对两路输出进行封锁。在时钟的下降沿,输出端为高电平。输出脉冲的下降沿由脉宽调制比较器,限流比较器和过流比较器联合控制。通常,脉宽调制比较器检测出斜波电压与控制电压的交点,并且在该交点处终止输出脉冲。因为采用了上升沿封锁,在脉冲前沿的一定时间内,脉宽调制比较器不起作用。这样,开关电源的固有噪声就能被有效地控制。同时由于采用了输出脉冲上升沿封锁,脉宽调制器的斜波输入就不需要再经过滤波。上升沿封锁也是用于限流比较器。上升沿封锁之后,如果限流(1LIM)脚的电压超过1V,输出脉冲就终止。但是,过流比较器不能采用前沿封锁,这样,就不会因为前沿封锁而延长保护时间,从而可以及时捕捉过流故障。在任何时间,只要限流(1LIM)脚的电压超过1.2V,故障闭锁就起作用,从而使输出端变为低电平。

2.3 欠压锁定、软启动以及故障处理

软启动是通过软启动(SOFTSTART)脚的外接电容实现的。接通电源后,软启动脚外接电容放电,该脚处于低电平,误差放大器输出低电平,开关电源无输出电压。

启动脚外接电容充电时,误差放大器输出电压逐渐升高,直到闭环调节功能开始工作,开关电源输出电压逐渐升高到额定值。一旦电流(1LIM)脚的电平超过1.2V,故障锁存置位输出脚变为低电平,同时,软启动脚外接电容以250μA的电流放电。在软启动电容放电以后,限流脚电平降到1.2 V以下时,故障锁存器就不再输出脉冲,这时,故障锁存器复位,芯片开始软启动过程。在软启动期间, 万一故障锁存器置位,输出会立即终止。但是软启动脚外接电容在充足电之前不会放电。这样,在故障连续出现的情况下,输出就会出现一个间断期。

2.4 电流输出电路

芯片推拉式输出电路的每个输出端都可输出峰值为2A的电流。该输出电流在20ns内可使1000pF电容两端的电压上升15V。采用独立的集电极电源和功率地线脚,能够减小大功率门极驱动噪声对集成电路内模拟电路的干扰。每个输出端(OUT)到集电极电源和地线之间都应加入一只3A的肖特基二极管,该二极管可以将输出电压的幅值钳位在电源电压。这对于任何电感性和电容性负载都有必要。应当指出,该芯片采用的二极管不是一般的二极管,而是肖特基二极管,因为要求二极管的压降很低,大部分3A肖特基二极管均可以满足这一要求。

3 振荡器电路及分析

这部分的具体电路如图3。本电路主要是实现振荡器的功能。振荡器在开始工作时,out2的电压为零,左边是由三个三极管Q6、Q7、Q8组成的恒流源,对其外接电容 Ct充电。此时out2的电位开始上升,out2的电位与Q4的基极的电位进行比较。如果out2的电位高,则Q4截止,out1输出的方波为高电位, 此时Q12管的基极电位也升高到足够让Q12管开始导通,并对 Ct电容开始放电;如果out2的电位低于Q4管的基极电位,则Q4管导通,此时out1输出为低电位,Q12管的基极电位比较低,Q12管截止,不对 Ct放电;Q6、Q7、Q8管组成的恒流源继续对电容 Ct充电,out2的电位继续升高,最终使电位高于Q4基极电位。out1的电位输出为高电平,Q12管导通并截止对 Ct的充放电,使得在out2处产生锯齿波,out1处输出方波。本文使用PSPICE软件对电路进行模拟分析时产生的波形如图4。

本芯片的振荡器设计时使用了很多恒流源,因为恒流源的直流电阻很小,而交流电阻很大,从而使振荡器在工作时,流过主要支路的电流稳定。交流电阻大,可使电流流过电路元件时产生的压降变化很小(电路电流为μA级)。Q17、Q19、 R16、R17在out1输出为高点平时为Q12的基极钳位,使之达到足够高的电位来导通Q12。外接电阻Rt 的大小直接影响Q15集电极电流的大小,从而达到控制Q6、Q7、Q8组成的恒流源对外接电容 Ct充电电流的大小。电流越大,对电容充电的时间越短,产生锯齿波的周期也越短。R11、R 12、R13、R14 电 阻都为小值电阻,在版图设计时应该做得极为精确,因为是由它们共同决定Q12发射极的电位。电阻R6、R 15对Q11的基极进行钳位,使Q11管处于永远导通状态,此时的Q13也为导通状态。流过 Q13发射极的电流为在Q12管截止时的Q21、Q18工作提供电流。

4 电路及工作原理

振荡器的电路如图5。它由Q1、Q2组成双阈值比较器,Q1的基极与一个恒流源及外接电容C t相连;Q2的基极A点电位受Q1的截止和导通控制,交替在高、低电平间转换。当Q1截止时,A点为高电平;当Q1导通时,A点为低电平。由Q3、 Q4、Q5组成一个严格对称的精密威尔逊恒流源,其参考电流受5脚外接电阻 Rt控制,其工作过程如下:开始工作时( t=0),电容Ct上的电压VC t=0=VbQ1<Vb Q2,从而使Q1截止,Q2、Q3导通,A点电位为高电平,Q4、Q5、Q6截止,恒流源给Ct充电;当VC t升至高电平后,Q1导通,Q2、Q3截止;A电位低电平,Q4、Q5、Q6 导通,Ct通过Q4放电,VC t下降。当VCt下降至低电平时,Q1截止,Q2导通,比较器翻转并如此循环。图5中out3得到的锯齿波和图2中out2振荡器产生的锯齿波相同,图5中out1输出的波形和图 2中out1处产生的方波相同,结果证明设计是可行的。

5 结论

最终的振荡器的简化设计电路经过模拟得出的结果和本文分析的芯片中的振荡器相比,虽然可以实现同样的功能,但是产生的锯齿波的最高频率和芯片中振荡器产生的锯齿波的最高频率相比,还有一定的差距。

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